RC 延迟模型 — Lalande.

延迟的定义

当输入发生变化时，输出至少在污染延迟（contamination delay） 内保持原值，并至多在传播延迟（propagation delay） 内变为新的值。有时还会区分输出的上升延迟与下降延迟。

污染延迟：输入跨过 50% 到输出跨过 50% 所需的最小时间 min-time
传播延迟：输入跨过 50% 到输出跨过 50% 所需的最大时间 max-time

污染延迟远小于传播延迟，所以当单独提到延迟时，常指的是传播延迟。

精确的延迟评估：建模后解复杂的微分方程，SPICE 电路仿真等。

本节介绍的是 RC 延迟模型，它用晶体管开关（switching）过程中平均的电阻与电容来近似非线性的 I-V 和 C-V 特性。它难以细致的模拟电路行为（比如预测某时刻电流的值，这还是得回到肖特基一阶晶体管模型），但能足够准确的估算延迟。

有效电阻

把晶体管视作一个与电阻串联的开关，它的有效电阻（effective R）是开关过程中各个时刻 $V_{ds}/I_{ds}$ 的平均值。规定单位 nMOS 晶体管（ $4\lambda/2\lambda$ ）的有效电阻为 $R$ 。

所以有一系列结论：

单位 pMOS 晶体管的有效电阻为 $2R$ （空穴迁移率低）
宽度为单位晶体管 $k$ 倍的 nMOS 晶体管的有效电阻为 $R/k$
串联晶体管的总电阻等于各晶体管电阻之和
并联晶体管的总电阻倒数等于各晶体管电阻倒数之和

以计算一个理想反相器的有效导通电阻为例：给一个阶跃上升信号 $V_{GS}=V_{DD}$ ，导通的是 nMOS 晶体管：

输出电压从 $V_{DD}$ 开始，线性下降到 $V_{DD}/2$ 时反相器发生翻转，再非线性下降到 $0$ 。一般而言，开关过程指的是输出逻辑电平切换的电压变化区间，即 $V_{out}:V_{DD}\to 0$ ；但因为传播延迟只计算到输出的 50% 切换点，所以常关注 $V_{out}:V_{DD}\to V_{DD}/2$ 。

由于开关过程中电压是随时间线性变化的，全程的平均值等于首尾的平均值，所以有：

R_{eq}=\frac{1}{2}(\frac{V_{DD}}{I_{dsat}(1+\lambda V_{DD})}+\frac{V_{DD}/2}{I_{dsat}(1+\lambda V_{DD}/2)})

这里的 $(1+\lambda V_{DD})$ 是沟道长度调制带来的影响。

栅电容与扩散电容

除开关与有效电阻外，电容（栅电容与源/漏扩散电容）也是晶体管的重要组分。规定单位 nMOS 晶体管的栅电容为 $C$ ，根据之前的假设（CV 特性：极体电容），扩散电容也为 $C$ 。

栅电容与沟道长，宽有关，扩散电容与源漏极尺寸有关。

单位 pMOS 的栅电容为 $C$ ，扩散电容为 $C$
宽度为单位晶体管 $k$ 倍的晶体管的栅电容为 $kC$ ，扩散电容为 $kC$
长度为单位晶体管 $k$ 倍的晶体管的栅电容为 $kC$ ，扩散电容为 $C$

升降电容一致的 3 输入 NAND 晶体管：一个晶体管有源扩散电容，漏扩散电容与栅电容

注意到上图中串联 nMOS 晶体管有源漏扩散电容共用；可见一个好的布局能够削减延迟。

去除非开关（noncapacitance）电容（被 GND 与 VDD 短路的源扩散电容），合并相同路径上的开关电容（三个输入路径上的栅电容分别合并，输出路径上的漏扩散电容合并），得到：

输入路径 2C+3C=5C2C+3C=5C2C+3C=5C，输出路径上的 2C+2C+2C+3C=9C2C+2C+2C+3C=9C2C+2C+2C+3C=9C — 输入路径 $2C+3C=5C$ ，输出路径上的 $2C+2C+2C+3C=9C$

RC 延迟模型：一例

若晶体管有效电阻为 $R$ ，其输出节点上的总电容为 $C$ ，那么传播延迟可近似为 $t_{pd}=RC$ 。

RC 延迟模型把晶体管的开关行为视作一个电阻给电容充放电。以放电（nMOS 导通）为例，根据电容电流 $=$ 电阻电流，有：

C_{load}\frac{d_{out}}{dt}=-\frac{V_{out}}{R}

解得：

V_{out}(t)=V_0 e^{-t/RC}

当输出降至 50% 时，有：

\frac{V_{DD}}{2}=V_0 e^{-t/RC}

约去 $V_{DD}$ ，取对数，近似得到：

T_{50\%}\approx 0.69 RC \approx RC

一个例子，给阶跃上升信号，用 RC 延迟模型计算一个扇出为 1，nMOS 与 pMOS 宽度比为 $1:2$ 的反相器（FO1）延迟：

扇出（fanout）

扇出指的是一个门的输出接了多少个门的输入。

将每个晶体管近似成：开关（本质上是沟道，组成栅电容的一部分），电阻，源扩散电容，漏扩散电容

关注输出节点 $Y$ ：

阶跃信号下 nMOS 导通，有效电阻为 $R$
本级门的寄生电容：nMOS 漏扩散电容 $C$ 与 pMOS 漏扩散电容 $2C$
次级门的负载电容：nMOS 栅电容 $C$ 与 pMOS 栅电容 $2C$

所以输出节点上的总电容为 $C_{load}=6C$ ，有效电阻为 $R$ ，延迟为 $6RC$ 。

Elmore 延迟

如果一个电路能表示成一颗 RC 树（无回路，单一根节点，所有电容接地的 RC 电路）的形式，就可以用 Elmore 模型估计从根节点发生开关变化，到某一个叶节点（分支末端电容）发生变化的一阶常数延迟。

源（source）与根节点（root）

源指的是施加在 RC 树上的信号，根节点则是信号传播（propagate）的起点。以反相器为例，pMOS 导通，VDD 把 RC 树拉向高电平，因此源是阶跃上升信号，VDD 是根节点；nMOS 导通，GND 把 RC 树拉向低电平，因此源是阶跃下降信号，GND 是根节点。

计算方法：对树中每个叶节点 $k$ 求和，把该节点上的电容 $C_k$ 乘以从根节点 $s$ 到该节点 $k$ 与从根节点 $s$ 到目标叶节点 $i$ 的共享路径上的等效电阻 $R_{ik}$ 。

\tau_{Di}=\sum_{k=1}^N C_k [R_{ik}=R(\text{path}(s\to i)\cap \text{path}(s\to k))]

长线（long wire）的 Elmore 延迟： $\tau_N=\sum_{i=1}^N R_i \sum_{j=i}^N C_j=\sum_{i=1}^N C_i \sum_{j=1}^i R_j$ 。把长线分成 $N$ 等段，单位段的电阻为 $r$ ，电容为 $c$ ，则有：

\begin{aligned} \tau_{DN}&=(\frac{L}{N})^2(rc+2rc+...+Nrc)\\ &=(rcL^2)\frac{N(N+1)}{2N^2}\\ &=RC\frac{N+1}{2N}\\ &=\frac{RC}{2} \quad \text{for large } N \\ &=\frac{rcL^2}{2} \end{aligned}

延迟与导线长度呈二次关系。

2 输入与非门：一例

评估一个 $h$ 扇出的 2 输入与非门的上升与下降传播延迟。

上升传播延迟：VDD 把 RC 树拉向高电平，将 VDD 视作根节点 $s$ ， $s\to Y$ 的路径上经过 pMOS（有效电阻 $R$ ），寄生电容 $6C$ ，负载电容 $4hC$ ，因此有 $t_{pdr}=(6+4h)RC$ 。

下降传播延迟：GND 把 RC 树拉向低电平，把 GND 视作根节点 $s$ ， $s\to Y$ 的路径上经过 nMOS1（有效电阻 $R/2$ ），寄生电容 $2C$ ，nMOS2（有效电阻 $R/2$ ），寄生电容 $6C$ ，负载电容 $4hC$ ，因此有 $t_{pdf}=(2C)R/2+(6C+4hC)(R/2+R/2)=(7+4h)RC$ 。